时间：2023-04-01 10:07:14
绪论：在寻找写作灵感吗？爱发表网为您精选了8篇滤波器设计论文，愿这些内容能够启迪您的思维，激发您的创作热情，欢迎您的阅读与分享！
关键词：无功功率，谐波，有源滤波，DSP
0.前言
随着电力电子装置的广泛应用,电网中的谐波污染也日益严重。另外,许多电力电子装置的功率因数很低,给电网带来额外负担并影响供电质量。可见消除谐波污染并提高功率因数,已成为电力电子技术中的一个重要的研究领域。解决电力电子装置的谐波污染和低功率因数问题的基本思路有两条: (1)装设补偿装置,以补偿其谐波和无功功率; (2)对电力电子装置本身进行改进,使其不产生谐波,且不消耗无功功率,或根据需要对其功率因数进行控制。
1.无功与谐波自动补偿装置的原理
1.1有源电力滤波器的原理
电力滤波器主要包括有源滤波器和无源滤波器,或两者的混合,即混合滤波器。
有源电力滤波器(APF)根据其与补偿对象连接的方式不同,分为并联型和串联型两种,而并联型滤波器在实际中应用较广。下面以并联型有源滤波器为例,介绍其工作原理。论文参考。HPF(High Pass Filter)是由无源元件RLC组成的高通滤波器,其主要作用是滤除逆变器高频开关动作和非线性负载所产生的高频分量;负载为谐波源,它产生谐波并消耗无功功率。有源电力滤波器主要由两部分组成,即指令电流运算电路和补偿电流发生电路(PWM信号发生电路、驱动电路和逆变主电路)。指令电流运算电路的作用是检测出被补偿对象中的谐波和无功电流分量,补偿电流发生电路的作用是根据指令电流发出补偿电流的指令信号,控制逆变主电路发出补偿电流。
作为主电路的PWM变流器,在产生补偿电流时,主要作为逆变器工作。为了维持直流侧电压基本恒定,需要从电网吸收有功电流,对直流侧电容充电时,此时作为整流器工作。它既可以工作在逆变状态,又可以工作在整流状态,而这两种状态无法严格区分。
有源滤波器的基本工作原理是:通过电压和电流传感器检测补偿对象(非线性负载)的电压和电流信号,然后经指令电流运算单元计算出补偿电流的指令信号,再经PWM控制信号单元将其转换为PWM指令,控制逆变器输出与负载中所产生的谐波或无功电流大小相等、相位相反的补偿电流,最终得到期望的电源电流。
1.2无功与谐波自动补偿装置的原理
为适应滤波器要求容量大这一特点,我们采用了有源电力滤波器与无源LC滤波器并联使用的方式。其基本思想是利用LC滤波器来分担有源电力滤波器的部分补偿任务。由于LC滤波器与有源电力滤波器相比,其优点在于结构简单、易实现且成本低,而有源电力滤波器的优点是补偿性能好。两者结合同时使用,既可克服有源电力滤波器成本高的缺点,又可使整个系统获得良好的滤波效果。
在这种方式中,LC滤波器包括多组单调谐滤波器和高通滤波器,承担了补偿大部分谐波和无功的任务,而有源滤波器的作用是改善滤波系统的整体性能,所需要的容量与单独使用方式相比可大幅度降低。
从理论上讲,凡使用LC滤波器均存在与电网阻抗发生谐振的可能,因此在有源电力滤波器与LC滤波器并联使用方式中,需对有源电力滤波器进行有效控制,以抑制无源滤波器与系统阻抗之间发生谐振。论文参考。
2.无功与谐波自动补偿装置控制系统设计
2.1系统技术指标
(1)适用电源电压等级: 220 V(AC) , 380V(AC)
(2)有源滤波器补偿容量: 50kVA(基波无功);150A(最大瞬时补偿电流)
(3)可以控制的无源补偿网络的功率等级: 500kVA。
(4)在无源补偿网络容量范围内,补偿后的电源电流:功率因数高于0. 9,总谐波畸变系数(THD) <5%,三相负载电流的不对称系数<3%。
(5)可适用的运行环境:室内;温度-20~
55℃;相对湿度<90%。
2.2有源滤波器控制系统的设计
双DSP芯片分别采用浮点芯片TMS320VC33和定点芯片TMS320LF2407,以下简称为VC33和F2407。对VC33来讲,其运算能力很强,主频最高为75MHz,但片内资源和对外I/O端口较少,逻辑处理能力也较弱,主要用于浮点计算和数据处理;而F2407正好相反,其片外接口资源丰富,I/O端口使用方便,但其精度和速度有一定限制。所以用于数据采集和过程控制。
中央控制器由F2407实现,主要用于①主电路电压、电流的采集;②四象限变流器的控制;③无源补偿控制指令的;④显示、按键控制;⑤与上位机的通讯。两个DSP芯片通过双端口RAM完成数据交换。通过这两个DSP芯片的互补结合,可充分发挥各自的优点,使控制系统达到最佳组合。各相无源补偿网络的控制及电流检测由各自的控制器完成。各控制器通过光电隔离的RS-485通讯总线与F2407相连。
3.结论
3.1提出了一种新的电力系统谐波与无功功率的综合动态补偿方式,对无功与谐波自动补偿装置主电路和控制系统工作原理进行了分析。
3.2由于电源系统的谐波对应于一个连续的频谱,投入有源滤波器可以大大改善滤波性能,并能抑制LC电路与电网之间的谐振。有源滤波器的控制系统采用了基于双DSP结构的全数字化控制平台。论文参考。
3.3在此项目的实践中,电力系统的功率因数提高到0.9以上,完全符合此项目合同的技术性能指标。同时使供电网的谐波得到了有效抑制。通过仪器检测5次、7次等谐波电流几乎为零值。
【参考文献】
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关键词：声表面波滤波器，三次行程信号
发射换能器激发的声波到达接收叉指换能器时，其中一部分转变成电信号输出，成为主信号；另外一部分反射回到发射换能器，此反射回的声波又经过发射换能器反射到达接收换能器，然后以电信号输出，该信号比主信号多走两倍路程，它总共在基片上来回走了三次，所以称该信号为三次行程信号[1]，如图1所示三次行程信号由于比主信号多用了两倍的时间，故在频域上产生一个相位延迟，它与主信号叠加，使滤波器带通内产生波纹，所以说三次行程信号是一个干扰信号，要想法消除它。
图1 三次行程信号与主信号示意图
为了进一步对三次行程信号进行分析，采用等效电路的分析方法，这里用导纳矩阵Y来表示SAW器件，如图2所示，是阻抗匹配电纳，是外电路的输入、输出电阻。
图2 包括外电路的SAWF电路图图3 电路简图
由图3得到电路方程： （1）
因为，上式变为：
（2）
所以输出电压为：
（3）
可以得到滤波器的频响表达式：
（4）
其中三次行程信号问题主要是由于项产生的，引起了通带波纹，表示IDT的声辐射电导，、t分别表示输入、输出IDT的声辐射电纳，k为常数。这些参数都可以从等效电路模型中得到：
（5）
（6）
其中表示等效电路一个周期段的静电容，为机电耦合系数，由第二章等效电路模型的导纳矩阵Yij得到：
（7）
（8）
把式（7）、式（8）代入上式（4）就可以得到SAW滤波器的频率响应特性，图1-4给出了用matlab仿真的等效电路模型设计的均匀叉指结构的滤波器的幅频特性曲线，频响中不考虑三次行程信号问题（k=0），滤波器的中心频率为37Mhz；IDT指条数N为255；静电容CS为10-12F；滤波器的频如图4所示，设计的滤波器带外抑制大于40dB。
图4 均匀叉指结构的滤波器的幅频特性曲线（不考虑三次行程信号）
当把三次行程信号考虑在内，计入项对频响的影响如下图所示，k分别取1和3时滤波器的频响分别如图5和图6所示，通带内产生了明显的波纹，当k=1时，通带波纹峰峰值为8dB，当k=3时，通带波纹峰峰值为17dB。
图5 考虑三次行程信号的滤波器频响 图6 考虑三次行程信号的滤波器频响
（k=1）（k=3）
由上图5和图6可以看出，三次行程信号的干扰使通带内的特性出现起伏波纹，所以在滤波器设计中要考虑三次行程信号对频响的影响，本论文采用同相位法来抑制三次行程信号，计算发射和接收换能器之间的距离，使得发射波与入射波的相位差180度而相消，如图7所示。
图7 抑制三次行程信号的IDT结构
当信号频率f等于换能器的中心频率时，得到：
（9）
式中—声表面波的传播速度；
—声表面波的波长。科技论文。
从图4-18可得到，主信号的传播时间为：而三次行程信号的传播时间是主信号传播时间的3倍：
（10）
式中 K—正整数；
T—声表面波信号的周期。科技论文。
从式（9）可知，只要成立，那么主信号的相位就等于三次行程的相位，可以达到减少三次行程信号的影响。
从图7可以得到：
（11）
（12）
（13）
式（10）（11）（12）中——发射换能器和接受换能器之间的距离；
n——叉指电极数目和指间数目之和。科技论文。
将式（11）、式（12）和式（13）代入，得到
（14）
即
（15）
式中 K，n——正整数；
只要发射换能器与接受换能器之间的距离满足式（15），就可以达到减少三次行程信号的目的。
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关键词:语音活动性检测;滑动滤波器;有限状态机;一阶差分
中图分类号:TP391.4文献标识码:A文章编号:1009-3044(2009)31-pppp-0c
A Robust VAD Method Using Differential Frame Energy
ZHANG Wei-wei
(School of Electronic and Information Engineering, Lanzhou Jiaotong University, Lanzhou 730070, China)
Abstract: A robust Voice Activity Detect(VAD) algorithm is presented using differential frame energy output.. Moving Average Filter is used to filter the frame energies and get the output compared with pre-decided threshold, based on which the current frame is labeled as speech、noise and transition status. Three sub-status are designed to eliminate the effect of impulse noise and high level stationary noise. First Order Difference of Moving Average Filter is used to get more comformable results in start point and end point detection. Simulation shows that the proposed algorithm outperformes traditional energy-based VAD algorithms and is robust in detecting voice activities under different SNR levels.
Key words: voice activity detect; moving average filter; finite state machine; first order difference
活动性检测(Voice Activity Detect)又称端点检测,在语音信号数字处理当中具有十分重要的作用。包括语音识别、说话人识别与确认、语音合成、语音编解码等各种应用在内,都离不开语音活动性检测[1]。对于语音识别以及说话人识别与确认系统而言,如果端点检测的结果不够准确,系统的识别性能就得不到保证,另外,如果语音端点检测的结果过于放松,则会增加过多的静音部分,造成系统运算量的增加,同时对识别结果也具有负面影响[2]。
传统的语音活动性检测方法主要采用语音信号的基本短时参数:短时能量、过零率等。汉语中的浊音部分短时能量和清音部分短时能量在有声\无声段的区别明显。经过大量的实验,可以统计出短时能量和过零率在有声段和无声段的区别,从而设定阈值,决定当前语音帧属于有声段还是无声段[1]。但是,这种方法在噪声环境中的判别性能有所下降,当信噪比低于一定程度的时候,甚至无法得到正确的判别结果,对于大多数实际应用系统来说,这个问题显得尤其重要。论文提出了一种噪声环境下稳健的语音活动性检测方法,该方法对于不同噪声水平的环境下的语音活动性检测具有很好的鲁棒性。
1 算法流程
论文算法的系统结构如图1所示。
1)窗选帧能量:对输入语音信号进行分帧、加汉明窗,并在一个队列结构当中保存相邻的M帧能量作为滑动滤波器的输入。
2)滑动平均滤波器:常规的M阶时域滑动平均滤波器定义为M个采样的算术平均,
即:
■ (1)
在这里,考虑到在一段时间之内,噪声信号动态范围往往没有语音信号的动态范围大[5],也就是说,噪声信号的能量分布相对比较集中,因此,在一段窗选信号范围内,帧能量间的差距越小,则该段窗选信号属于噪声的可能性就越大,由于语音信号的动态范围比较大(一般在30dB左右),如果一段窗选信号范围内多数为语音信号,各帧能量的差距会比较大[6]。基于此,我们选择一个完整周期内具有对称正负半周的滑动平均滤波器来对窗选帧能量进行滤波。滤波器的具体形式可以有多种选择,最简单的形式如图2所示。具有类似特点的还有正弦函数型滑动平均滤波器、升余弦型滑动平均滤波器等[3],考虑到减小吉布斯效应[4]的要求,本文选择了论文[7]提出的一种最佳滑动平均滤波器,其形式如图3所示。
该滤波器的输入-输出关系如式2所示,其中A、Ki、S为滤波器的参数。该滤波器对于短时能量序列的输入输出具有以下特点:
① 对于一段平缓的短时能量输入序列,保持零输出。比如平缓的背景噪声或者保持平稳能量值的语音,输出值接近零;
② 对于一段递增的短时能量输入序列,输出值也相应递增;
③ 对于递减的短时能量输入序列,输出值相应递减;
■ (2)
假设M帧连续帧能量用Ei来表示,最佳滑动滤波器的参数用fi来表示,i=1,2,…,M,对M帧连续的帧能量进行线性滤波,滤波器的输出用Fout来表示,得到公式3如下所示:
■(3)
3)求解滤波器输出一阶差分:差分特征作为一种动态特征,能够更好地反映序列的变
化趋势,在语音识别应用中,一阶差分与二阶差分作为动态特征引入特征向量,能够得到更加稳健的特征向量,从而提高识别率。在论文当中,为了更好地反应滤波器滤波输出的变化,引入反映滤波器输出动态变化的一阶差分特性,求解当前滤波器加权能量输出与前一帧滤波器输出的差值,作为反映滤波器输出变化的向量。假设滤波器在各个时刻的输出用向量 A=[a0a1a2…aN]T来表示,其中N为帧数,αi为i时刻的滤波器输出Fout,则经过差分运算之后的输出为向量B=[b0b1b2…bN]T,其中: ■(4)
4)三态状态机:设计一个具有三个状态的有限状态机来进行帧状态的判定。首先,设定每帧存在speech、silence和temp三个状态,分别表示语音帧、静音帧和过渡帧,其中temp状态由三个子状态组成,各个子状态之间可以进行有条件地相互跳转,其作用是在静音帧向语音帧转移的过程中,根据设定的条件充分吸收背景噪声的影响,提高真实的语音帧被正确判决出来的概率。传统的能量判据在抵抗突发噪声干扰以及低信噪比环境下语音信号起始点的判定方面性能较差,采用过渡态可以有效地去除高能量平稳噪声和突发噪声的影响,在这里,过渡状态temp的作用相当于一个缓冲状态,所有从静音帧到语音帧或者从语音帧到静音帧的转移都要首先经过过渡帧,在它的三个子状态中完成对帧状态的细判,因此,算法首先有一个简单能量的判别,该阶段能量阈值T1的设置较宽松,其目的是为了剔除掉可能存在的能量值非常小的静音段,如果某一帧的能量超过了T1,则进入到过渡态temp,图5给出了过渡态temp中进行细判的状态转移图。首先,在子状态1判断当前帧能量与上一帧能量的差值,若该值小于阈值DIF,则认为当前帧可能属于平稳背景噪声,继续停留在子状态1,若差值大于DIF,则进入子状态2,在子状态2中,设置一个参数Duration来表示能量高于T1的连续信号帧数,若该值大于阈值MAX_Dur,则可以认为此段信号不属于冲击型突发噪声,此时进入子状态3,否则继续停留在子状态2。在子状态3中,定义信号帧的低频能量为频率在400Hz以下频谱分量的能量总和,对于语音信号来说,其低频能量一般较高,同时低频能量占总能量的比例要高于大部分噪声信号,设置低频能量阈值Elow和能量因子ρ,如果当前信号帧的低频能量大于Elow并且能量因子同时大于ρ,则判定该帧信号为语音信号,进入状态speech,如果低频能量的值较大而能量因子的值不高,则当前帧属于高能量噪声的可能性很大,此时返回到过渡态的子状态1继续判断,在过渡态的各个子状态和speech状态,如果当前信号帧能量小于T1,则跳转到silence状态继续判断,为了跟踪背景噪声的变化趋势,如果状态处于silence的帧数超过一定的数量,则更新原始的能量阈值T1。由此可以看出来,过渡态中的三个子状态分别起到了消除平稳背景噪声、突发噪声和高能量背景噪声干扰的作用。
各个状态之间的转化条件由a~f来表示,下面分别予以介绍:
1) 从temp状态各个子状态或者speech状态跳转回silence状态。判断条件是滤波器输出bi
2) 从silence状态进入temp状态子状态1。判断条件是滤波器输出T1
3) 从temp子状态1进入temp子状态2。判断条件是连续两帧滤波器输出的差值大于DIF,否则仍然处于temp子状态1或者返回silence。
4) 从temp子状态2进入temp子状态3。判断条件是能量大于T1的帧数Duration>MAX_Dur,否则仍然处于temp子状态2或者返回silence。
5) 从过渡态temp进入有声态speech。判断条件是低频能量大于Elow且能量因子大于ρ,如果低频能量高于Elow而能量因子小于ρ,则返回到temp子状态1,否则仍然处于子状态3或者返回silence。
2 实验结果
选取一段单通道、8K采样、16bit量化的wav数据作为纯净语音信号,分别构造5dB和0dB信噪比条件下的两段语音数据(噪声类型为零均值、单位方差的白噪声),实验数据如图5所示。选取帧长32ms,帧移16ms,滤波器阶数M=25,图6给出了两种情况下含噪语音数据各帧的帧能量,可以看出来,仅仅利用传统的帧能量进行端点判决,判定结果极大地依赖于环境噪声的水平,判定结果缺乏稳健性。与之对比,图7给出了使用论文算法得到的两种情况下的输出参数,可以看出,在引入了滑动滤波器进行滤波输出和一阶差分运算之后,判定结果受环境噪声水平变动的影响很小,两种输入信噪比情况下输出参数曲线拟合地很好,算法对于平稳噪声干扰能够得到稳健的检测结果。
为了检验论文算法对不同类型突发噪声干扰的稳定性,在安静实验室环境下利用高性能麦克风采集8K采样、16bit量化的测试噪声数据库,其中男性60人,女性24人,包括嘴吹气声、鼻子呼气声、拍手声、拍桌子声、敲桌子声等,每人每种噪声重复5遍。针对噪声库中的噪声类型,在纯净语音信号开始之前添加一小段干扰噪声信号,使用算法进行端点检测。定义检测的前后端点位置和人工标注的端点之间的差距都小于5帧时,端点检测结果正确。表1列出了对于一些平稳噪声和突发噪声的实验结果,可以看出对于拍手、敲桌子等突发型环境噪声均可以较好地被采用三个子状态的过渡态吸收掉,同时,对于嘴吹气、鼻子吹气等较平稳噪声的吸收效果也很好。
表1 论文算法对不同类型噪声的吸收效果
■
3 结论与总结
针对噪声环境下语音活动性检测准确性下降的问题,论文提出了一种基于最佳滑动滤波
器的窗选帧信息语音活动性检测算法,利用最佳滑动滤波器对若干帧能量进行滤波,为了提高滤波结果的稳健性,对滤波所得的能量序列求解一阶差分运算,将得到的差分输出经过一个三态有限状态机进行决策,利用包含三个子状态的过渡态充分吸收各种高能量平稳噪声和常见突发噪声,从而得到较好的端点检测结果。仿真结果证明了该算法在不同性噪比条件下进行端点检测的有效性。同传统的基于短时参数(短时能量、短时过零率)的端点检测算法相比,论文算法具有能够胜任大动态范围噪声水平变化条件下进行准确端点检测的能力,同时对于一些常见的突发噪声具有较好的吸收作用。此外,论文算法计算量小,非常适合作为语音增强、语音识别系统的高性能端点检测模块来使用,具有较大的应用前景。
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关键词：双频带通滤波器 开环谐振腔 耦合谐振腔
中图分类号：TN713.5 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2013）07-0151-01
本世纪以来，在欧美日等国，对于双频滤波器的研究与设计一直受到极大的重视，迄今已开发了多种形式的双频滤波器，发表了很多论文和研究报告。微波双频带通滤波器，可以同时工作在无线通信两个不同频带。这种滤波器是用一个双频单元来处理两个频带的信号。常用的设计方法主要有利用谐振腔结构的高频寄生通带，即把谐振腔的基模谐振频率和它的第一个杂散响应频率通过合理的耦合设计，分别形成双频带通滤波器的第一和第二通带。本文论述一种采用耦合谐振腔的双频带通滤波器的分析和设计方法。
1 耦合谐振腔双频带通滤波器原理
双频耦合带通滤波器的等效电路可以看成是两个单频段耦合带通滤波器的叠加，滤波器中的两个谐振频率由同一个谐振腔产生，因此谐振腔的个数可以减少一半。并且耦合谐振双频段滤波器的输入输出都只有一个谐振腔，因此设计需要在同一馈电点同时达到两个频段所要求的有载品质因数。滤波器中谐振腔之间的耦合也需要在同一位置同时满足两个频段的设计要求。
设计一个双频带通滤波器，首先要确定其通带频率以及带宽，然后求出谐振腔的各个参数，枝节长度，位置。谐振腔之间的距离可以通过带宽的需要来调节，在确定了谐振腔的尺寸之后，即要确定抽头的位置，用以实现频带所需的有载品质因数。
2 双频带通滤波器的设计
利用枝节加载的开环谐振腔，采用电耦合结构，设计了一个两腔的切比雪夫双频带通滤波器。该滤波器的两个通带中心频率为f1=3.0GHz，f2=5.3GHz，带内波纹0.01dB，3dB相对带宽分别为FBW1=10%和FBW2=8%。
该滤波器印制于介电常数为2.65，厚度为1mm的介质板上，其结构如图1所示。滤波器的电耦合系数随谐振腔的间距S变化的曲线通过软件Ansoft HFSS仿真得出，如图2所示。
取θ1=93°，θ2=93°，θs=30°（基于基本谐振模式f1=3GHz得出）即可以实现f2/f1=1.78的频率比，并通过仿真优化确定其相应参数的尺寸为La=10.5mm，L1=4.2mm，L2=1.6mm。
其中频率f1和f2处所得到的电耦合系数分别用k1和k2表示，k1和k2的大小表示着谐振腔间的耦合强弱，决定着两个工作频率的相对带宽的大小。由图2中曲线可知，在同一个间距S处，k1值大于k2值，也就是说，该滤波器的相对带宽FBW1将大于FBW2。但随着S的增加，两条曲线逐渐接近，k1与k2间的差值减小，相对带宽也趋于接近。
对于两级切比雪夫滤波器，谐振腔的耦合系数由带通滤波器的相°对带宽FBW，切比雪夫低通原型滤波器的元件值g1和g2，对应的频带n=1，2。通过计算得到滤波器的两个频带的电耦合系数分别为0.047和0.037，则取间距S=0.7mm。
在确定了谐振腔的尺寸之后，即要确定抽头的位置，用以实现频带所需的有载Qe。经过仿真优化，取馈点位置φ1=72°即可在两个频率处都实现良好的阻抗匹配，相应的结构参数Lf=9.1mm，Wf=0.9mm。最终仿真该滤波器所得到的S参数曲线如图3所示。由图3可知，两个3dB通带分别为2.8-3.2GHz和5.1-5.56GHz，带内最大插入损耗-0.02dB和-0.07dB具有良好的通带特性。
改变枝节的长度θs，高次模的谐振频率也随之相应改变，即第二个通带的中心频率f2将发生偏移。令θs分别为15°，30°和45°，进行仿真分析，所得到的S21曲线如图7所示。由图4可知，随着θs的变长，工作频率f2明显向低频处移动，而基模频率f1几乎保持不变，因此可以通过调节枝节的长度来改变频率比，改变频率f2的值。
由此可见，应用枝节加载谐振腔可以实现双频带通滤波器的设计，通过调节枝节的长度及位置可实现任意频率比。
3 结语
本文研究了双频耦合谐振带通滤波器的设计理论，得到了双频带通滤波器中滤波器参数与耦合系数及外部Q值之间的关系。对枝节加载开环谐振腔的特性进行了系统的研究，并利用这些理论和设计方法仿真设计了一个双频带通滤波器，分析了参数变化对其谐振频率的影响，两个3dB通带内最大插入损耗分别为-0.02dB和-0.07dB具有良好的通带特性。仿真优化结果验证了该方法设计双频带通滤波器的有效性，证明了这种方法在设计无线通信系统双频带通滤波器的可实用性。
参考文献
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关键词：微波测量；时域；带通滤波器；实验教学
中图分类号：G642.0 文献标志码：A 文章编号：1674-9324（2017）17-0271-02
微波测量课程具有较强的理论性和实践性，目的是使学生掌握现代微波测量的基础理论和微波测量仪器原理、方法与应用，在科学实验或生产实践中能制定合理测试方案，选用合适的测量仪器设备，正确处理测量数据，培养学生实验和工程应用的方法与操作技能。由于微波测量仪器设备种类繁多，价格昂贵，部分实践教学侧重于演示性实验，或者由于可供学生使用仪器设备缺乏取消实验内容。综合设计型实验教学内容设计更是缺乏。
鉴于以上几点，本文提出以腔体滤波器为微波测量课程典型实验教学对象，开发设计一个综合性实验教学课程内容，即通过腔体滤波器的理论计算和实验调试的小型微波工程设计样例，使学生掌握矢量网络分析仪校准技术与操作，矢量网络分析仪的时域测量技术，微波腔体滤波器的时域调谐技术以及其主要性能指标参数测量，具有很强的综合性能力训练特点。
一、基于输入反射群延迟带通腔体滤波器调试
现代微波滤波器的设计大多使用网络综合法，以衰减、相移函数为基础，通过网络综合理论得到滤波器低通原型电路，然后通过频率变换函数，将低通原型转换为低通、高通、带通、带阻等各种滤波器电路，最后利用相应的微波结构来实现集总元件原型中的各元件。这种设计方法，计算相对简单，有较好的近似度，且能导出最佳设计。由于滤波器中心频点的反射群延迟可以通过低通原型、LC带通结构以及耦合系数得到简便的显式表达式，相对而言，其理论设计与调试过程简便清晰。
本实验中需要通过滤波器反射群延迟时间来进行滤波器性能调试，因此首先要对矢量网络分析仪进行单端口校准；待滤波器调谐螺钉调试完毕后，再进行矢量网络分析仪的全二端口校准，完成滤波器各项性能指标测试。
本实验中所调试的滤波器为S波段5阶腔体滤波器，设计中心频率2.45GHz，带宽100MHz，插损小于1dB，2.05GHz、2.85GHz抑制度大于80dB。滤波器各阶反射群延迟如表1所示（S11=-21dB），具体计算过程参考文献[3]。实验中逐级调试各级调谐螺钉深度，使得滤波器在中心频点处反射群延迟时间尽可能与表1计算数据接近，之后将调谐螺钉锁定；所有调谐螺钉锁定后，将矢网进行全二端口校准后即可进行滤波器各项指标测量。
二、实验步骤
首先进行矢量网络分析仪的单端口校准，为滤波器调试进行准备。完成单端口校准并将显示设定为群延时后，按如下步骤进行腔体滤波器调试：
1.将滤波器所有调谐螺钉锁定螺母松开，将调谐螺钉旋入腔体与谐振杆保持良好接触即可，即各谐振腔短路。
2.将梳状滤波器一端接入port1电缆端口，将第一个调谐螺钉逐渐旋出，直至屏幕上中心频点处显示群延迟时间为如表1第1栏数据，并用螺母将第一个调谐螺钉位置固定。
3.将第二个调谐螺钉逐渐旋出，直至屏幕上中心频点处显示群延迟时间为如表1第2栏数据用螺母将第二个调谐螺钉位置固定。
4.依次将所有调谐螺钉调整合适及螺母锁定；腔体滤波器调谐完毕，准备好下一步性能指标测试。
S波段腔体滤波器调谐完成后，为全面获得滤波器的S参数，网络分析仪需要进行全二端口校准，将调试好的滤波器接入矢网测试电缆端口，首先测试S21曲线，按[Marker]选择读数S21曲线-1dB上下两个频点，获取1dB带宽数据；读取2.05GHz和2.85GHz频点S21数据，获得这两个频点带外抑制度；导出测量数据；其次，测试S11曲线，按[Format][SWR]，读取带宽内驻波数据；导出驻波测量数据。
三、实验数据及结果分析
腔体滤波器矢量网络分析仪调试时获得的各阶反射群延迟测量波形如图1―图3。
矢量网络分析仪测试得到S21曲线以及带宽、插损、带外抑制度参数如图4所示，该滤波器1dB带宽为104MHz，带内插损小于1dB，满足设计要求；在2.05GHz和2.85GHz处带外抑制度分别88dB和96dB，满足大于80dB设计要求。
四、结论
通过本实验，可以使学生掌握矢量网络分析仪单端口、全二端口校史椒ê筒僮鞑街瑁深刻了解矢量网络分析仪的时域测量功能，理解掌握微波滤波器常见性能指标参数意义及测量方法。
参考文献：
[1]甘本祓，吴万春.现代微波滤波器的结构与设计[M].北京：科学出版社，1973：1-15.
[2]戴晴，黄纪军，莫锦军.现代微波与天线测量技术[M].北京：电子工业出版社，2012：153-166.
[3]John B.N.A unified approach to the design，measurement，and tuning of coupled-resonator filters[J].IEEE Trans.on Microwave Theory and Techniques，1998，46（4）：343-351.
【关键词】超宽带；带通滤波器；枝节加载；阻带抑制
1.引言
自2002年美国联邦通讯委员会（FCC）批准把3.1GHz到10.6GHz之间的频段分配给超宽带通信系统使用[1]以来，小型化，高性能已经成为了超宽带无线通信系统的必然趋势[2-5]。文献[2]中首次提出了基于多模谐振器的超宽带滤波器设计方法。文献[3]中为了改善这种基于多模结构超宽带滤波器的高阻带特性，采用了多枝节加载的谐振器结构。此外，为了提高超宽带滤波器的选择性，在文献[4]中提出了一种阶梯阻抗枝节加载的谐振器结构。
本文提出了一种具有新的枝节加载谐振器结构超宽带滤波器。结构为使用圆形开路阶跃短截线为中心枝节，通过圆形谐振器控制奇偶模式的分布；通过短路和开路枝节控制带外抑制。该滤波器具有小尺寸，良好选择性等优点，为设计新型的超宽带滤波器提供了新的思路。
2.超宽带滤波器的结构
由文献[6]中首次使用圆形开路阶跃短截线单元进行超宽带滤波器的设计。在文献中可以知道这种单元具有低通特性，并且其截止频率会随着半径R的增大而减小，边缘响应也随之变得都陡峭。这样，我们可以使用加载其他枝节引入传输零点的方法得到好的阻带特性。
图1为所设计超宽带滤波器的整体结构。整体电路左右对称，使用介电常数为10.2，厚度为1.27mm的Roger RT/duroid6010介质基板，端口阻抗为50Ohm。考虑的制作工艺的难易度和可行性，所有微带间缝隙宽度不小于0.1mm，且金属化过孔的半径不小于0.1mm。
这里和为枝节的特性阻抗以及电长度。当分别等于0o，90o，180o的时候，分别等于0，，0，分别等于，0，。由此可以得到，当超宽带滤波器的中心频率的的时候，由短路枝节可以得到两个传输零点，并且能提高滤波器的选择性。而又由于开路枝节的存在，当开路枝节的电长度等于带外频率抑制点的1/4波长的时候，能够提高带外阻带的性能。在这篇文章里，我们设置带外抑制频率点为15GHz。
通过以上的分析，一个新型的枝节加载超宽带滤波器就可以得到，电路的初始尺寸也可以由上述分析得到，最后使用HFSS进行仿真和优化。
3.仿真结果与分析
通过HFSS仿真得到的仿真曲线如图3所示。从图中可以看出，滤波器测试带宽为3.18GHz到10.46GHz，且通带两端具有较好选择性，插入损耗小于0.25dB，带内时延平坦，其20dB阻带抑制范围可以达到15GHz，从而验证了设计的有效性。此外该滤波器结构紧凑，物理尺寸为16.6mm×13mm。
4.结论
本文提出了一种新的枝节加载谐振器的设计思路并分别设计了一种新型的超宽带滤波器。经过仿真验证，表明该滤波器具有结构紧凑、带宽宽、带外抑制良好等优点。
参考文献
[1]“Revision of Part 15 of the Commission’s rules regar-ding ultra-wideband transmission system，”Tech.Rep.ET-Docket 98-153，FCC02-48，Apr.2002.
[2]L.Zhu，S.Sun，and W.Menzel，“Ultra-wideband（UWB）bandpass filter using multiple-mode resonator，”IEEE Microwave Wireless Components Letters，vol.15，no.11，pp.796-798，Nov.2005.
[3]R.Li and L.Zhu，“Compact UWB bandpass filter using stub-loaded multiple-mode resonator，”IEEE Microwave.Wireless Components Letters，vol.17，vo.1，pp.40-42，2007.
[4]Q.X.Chu and X.K.Tian，“Design of UWB bandpass filter using stepped-impedance stub loaded resonator，”IEEE Microwave Wireless Components Letters，vol.20，no.9，pp.501-503，2010.
关键词： 频率测量； 声表面波； 传感器； 中界频率
中图分类号： TN911?34； TP212.9 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2015）08?0136?03
Study on a new method of frequency measurement based on SAW sensor
MA Hui?cheng
（Science and Technology Department， Xi’an Innovation College， Yan’an University， Xi’an 710100， China）
Abstract： The shortcomings of the traditional frequency measuring methods are discussed in this paper. A new method of frequency measurement based on SAW sensor and a measuring circuit are designed. The frequency is preselected by SAW band?pass filter. The signal which is higher than intermediate frequency is measured by the method of frequency measurement and period measurement for others. The hardware circuit is composed of high speed digital devices. The system has high accuracy and is worth to spread.
Keywords： frequency measurement； SAW； sensor； intermediate frequency
传统的频率测量是利用频率计数电路[1]，在规定的时间内对频率信号进行计数，这个规定的时间就是闸门时间，闸门时间是由双稳态电路提供的。测得的频率数值[fx]，是在闸门时间[Tg]内对脉冲的计数值[Nx]与闸门时间[Tg]的比值，即[fx=NxTg]。当频率计正常运转时，被计数的信号脉冲首先通过闸门然后输入计数器，一般状况下，闸门的打开与闭合与计数脉冲在端口输入的时间是不同的。因此在相同的闸门时间里，频率计数器对相同的脉冲信号计数时，最终的显示值是不一样的，即有可能产生[±1]个脉冲误差值[2]。[Nx]会产生误差，[Tg]也会产生误差，这些误差的叠加就构成了实际的测频误差。利用晶振来产生基准时间信号[Tg]，方法是晶振的输出信号[fb]通过[n]级10分频电路，即[Tg=10n×1fb]。所以，[fx=Nx/Tg=Nx×][fb10n]。最终测频法的相对误差[dfxfx]为：
[dfxfx=dNxNx+dfbfb] （1）
[δf=δN+δ0] （2）
式中：[δN=dNxNx=±1Nx]是示值的相对误差，也叫量化误差；[δf=dfxfx]是被测频率信号的相对误差；[δ0=df0f0]是晶体振荡器的频率准确度，可以用来表示频率信号的稳定程度。
由式（2）可得，，被测频率的相对误差由两方面内容构成。即系统石英晶体振荡器的频率稳定度和量化误差组成。量化误差与两个因素相关：被测信号的频率值得上下限和双稳态电路的输出闸门时间。在某一频率[fx]的值不变的情况下，闸门时间[Tg]越大，误差值越小，闸门时间[Tg]越短，误差值越大。如果取闸门时间[Tg]为某一定值时，测量值[fx]越大，误差越小，测量值[fx]越小，误差就越大。在检测过程中就会出现频率值较低的信号测量精度较低，频率值较高的信号测量值较高的情况。系统的测频结果与频率信号的高低有直接关系。为了避免出现以上的情况，本文设计了一种利用表面声波器件的新式测频法。
1 新型测频法原理
外界的物理量可以影响声表面波（Surface Acoustic Wave，SAW）[3]传感器输出频率的数值。表面声波传感器的固有频率达到了百兆Hz量级，这个频率太高，因此很难被频率计精准测量，只有通过成比例的降低频率才能精准测量。本文的被测量是表面声波传感器在进行了差动结构的改进之后输出的频率。这个频率在经过混频电路之后就处于0～1 MHz之间。这个频率范围是可以精准测量的。为了在频率的两端都有较高的测量精度和较低的测量误差，本文设计了利用表面声波带通滤波器的新式频率测量方法。带通滤波器对于通过的信号有较强的选择能力，只有信号的频率在通频带内的信号才能无失真的通过。在此可以按照频率的高低来设计两个声表面带通滤波器，设计方式主要是在插指换能器的密度上按事先计算的结果来排成不同的密度，声波在谐振腔内的振动频率由于换能器的密度不同而不同。这样最终输出的频率就根据插指的密度不同而不同，整个系统只要2个带通滤波器就可以了。将来如果想要实现精度更高的系统，可以考虑多个带通滤波器的情况，这样带通滤波器的设计难度会增加。
频率信号的测量方式有两类，高频段可以测频以及低频段可以测周期。至于何时测频以及何时测周期则要看测量仪器的中界频率 的窄脉冲，以此脉冲触发双稳态电路1，从双稳态电路的输出端即得到所需要的宽度为基准时间的值可以推算出外界加速度的大小。同理，当[f1
2 分频、计数以及显示模块的设计
被测信号的频率介于0～1 MHz，相对数字电路器件来说信号的频率稍高。电路各个元器件都有传输延迟的现象，高频信号在测量中就会产生一些误差，这些误差体现在计数环节，译码环节及数码显示环节上。利用D触发器具有分频的特性，在正式测量前对信号进行降频，这样可以得到一个频率相对较低的信号。这样的信号在后续的测量过程中不会带有太大的误差。
图2是后续电路，包括显示、分频和计数3个环节。频率降低的原理是通过D触发器对输入被测信号首先进行两分频，这样可以得到输入信号频率一半的被测信号。电路的结构是把D触发器的端口[Q]与D触发器的置位端口D直接连接从而构成两分频电路。触发器输出端的输出信号再送到10进制计数器74LS192D的UP端口，这个信号的频率很高达到了1 MHz，所以必须用6个数码管来显示被测结果。低位计数器的C0端口和高一位的UP端口连接，这样就可以显示6位10进制数字。电路图里J1的功能是对数码管进行清零操作，以保证测量开始时数码管都显示0。整体电路如图2所示。3 试验结果及精度分析
利用Multisim 10软件对测频电路进行分析。分析过程为选取1 MHz的标准信号，首先进行2分频，整体电路里的频率计XFC1对上述信号进行测量，显示示值为500 kHz。使用软件自带的示波器对两路信号进行观测， 由图3、图4可得2分频后的信号频率约为被测信号频率的一半。测试数据证明所设计的两分频电路满足测量的要求。从表1可以看出，系统在测量时在低频段的误差几乎为0，只有在高频段才出现了误差。信号源输出的频率为500 kHz时，系统的测量频率为499 kHz，绝对误差是1 Hz。信号源输出的频率为1 000 kHz时，系统的测量频率为997 kHz，绝对误差是3 Hz。
4 结 语
频率的测量在科学研究工业生产的各个方面都具有很重要的作用，能否得到一个准确的频率值往往决定了一个检测系统的优劣。例如：现代很多传感器输出的信号具有准数字化特征，这个特征就是信号不用进行模/数转换就可以直接输入测量系统进行测量，电路的结构得以简化，但是这个频率信号的测量误差是个难以解决的问题，传统的测频法无法解决在频率的上、下限处测量时产生的较大误差。本文提出的基于频率选择的测频 本文由wWW. DyLw.NeT提供，第一 论 文 网专业写作教育教学论文和毕业论文以及服务，欢迎光临DyLW.neT法在误差控制上得到了提高，但是还有一些问题尚需解决，例如下一步可以考虑测量理论的具体实现。利用智能系统实现新型频率测量方法，首先要考虑选用哪种芯片，在电路中还要选取具体的双稳态电路和相应的触发器。电路中的滤波与放大电路也要设计合理，只有所有的因素满足系统的需要，整个系统才能体现出设计目标。
图4 双通道示波器显示图
表1 试验数据
参考文献
.制造业自动化，2010（2）：184?185.
[2] 刘骏跃.声表面波惯性器件传感检测研究[D].西安：西北工业大学，2007.
论文关键词：距离保护,滤波器,算法,仿真
电力系统继电保护是保障电力系统安全运行的关键。其中输电线路距离保护是一种理论性较强的保护，由于距离测量是判断线路故障位置的一种较好的定量测量方式，所以距离保护是线路保护中重要的保护装置。即使在超高压输电线的继电保护系统中，距离保护仍是一种不可替代的后备保护。
在微机保护时代，人们可以根据实际情况在众多的保护方案和算法中做出选择，不仅要适应继电保护选择性、快速性、灵敏性和可靠性等要求，而且还要适应精简性、自适应性等新要求。
距离保护适用的数字滤波器和阻抗算法有很多。数字滤波器有差分滤波器、加法滤波器、积分滤波器等。阻抗算法有倒数算法、半周积分算法、傅里叶算法等。这些算法各有优缺点和使用的条件。本文就Tukey数字低通滤波器和R-L模型算法进行仿真与研究，并分析其稳定性和实用性。
1 Tukey数字低通滤波器及R-L模型算法
Tukey低通滤波器具有较短的暂态时延，所以在微机距离保护中得到了应用。所设计的Tukey数字低通滤波器的差分方程为：
（1）
输电线路距离保护R-L模型算法：对于一般的输电线路，在短路情况下，线路分布电容产生的影响主要变现为高频分量，采用低通滤波器将高频分量滤除，就可以忽略线路分布电容的影响，因此，输电线路等效为R-L模型。
（2）
2 算法的稳定性分析
实质就是分析R1和L1的计算公式会不会出现的情况。当在出口附近短路时，分子将趋近于0，因此，如果分母出现两个非常接近的数相减，就会出现的情况，从而导致算式的不稳定，出现很大的误差。为便于分析，假设电流和电流的导数都是正弦的，即：
上式中：为时刻电流的相角，为电流的导数超前电流的角度，为滞后的角度。
（3）
同理可求得：
（4）
（5）
式中，为电压超前电流的角度
对分母的分析
从（1）式可以看出：分母的值与时刻电流的相角无关；在相间短路时，电流的导数总是超前于电流，即，带入（1）式可得：
（6）
因此，越接近，分母的值越大，当时，，，有：
上式与两点乘积算法一样。因此，为了提高分母的数值，以便提高算法的稳定性，常采用长数据窗算法。
对电感计算公式的分析
电感L的计算公式中的分子为：
当金属性短路时，，因此上式同分母一样，其值与无关。
对电阻计算公式的分析
电阻R的计算公式中的分子为：
当金属短路时，很小，可能出现两个相近的数相减。因此，电阻分量的计算相对误差一般要比电抗分量的误差大。
3 数字低通滤波器及解微分方程算法仿真
3.1建立电力系统仿真模型
在Matlab环境下建立一个简单500kv电力系统暂态模型，见图1，其主要包括双端三相电源、输电线路和故障点模块，用其可以完成电力系统的运行及其各种短路故障仿真。
其中，把线路参数设置为典型的架空线路，MN端长342km，NR端长352km，在MN线路距离M侧42km处发生三相短路故障。 输电线路参数：
正序：
负序：
，。
线路对地正序电容：，线路对地零序电容：
M、N侧等值系统的参数为：，
图1电力系统暂态仿真模型
三相故障模块被设置为三相短路故障，暂态仿真时间为0.1s开始故障，0.2s结束故障，采样时间
3.2 Tukey数字低通滤波器滤波仿真
未经过Tukey数字低通滤波器滤波的波形如下：
图2 MN故障线路N端电压电流波形图
图3给出了前面例子中N侧电压电流经Tukey低通滤波处理后的波形。可见，经过低通滤波后，N侧电压电流信号中的高次谐波被滤掉了，与图2比较波形平滑了许多。
图3MN故障线路N端电压电流经Tukey低通滤波后的波形图
3.3 R-L模型算法仿真
图4仿真出滤波后线路阻抗的变化图，横轴是采样时间，纵轴是r(t)和x(t)。
图4 滤波后线路阻抗动态特性图
从图4可以看出，经过Tukey数字低通滤波器滤波后，可以忽略线路分布电容的充放电效应。
从图5可以看出，阻抗动作轨迹进入了方向阻抗圆内，继电器动作。
图5方向阻抗圆与阻抗动作轨迹
4 总结
解微分方程算法仅用于计算线路阻抗，应用于距离保护中，且不受电网频率变化的影响不需要滤波非周期分量。缺点是具有分布电容的长线路，将对算法产生误差。故在使用解微分方程算法时，前段加上Tukey数字低通滤波器，可以将高频分量滤除，忽略线路分布电容的影响，对输电线路距离保护来说，Tukey数字低通滤波器和解微分方程算法配合是个很实用和稳定的方案。
参考文献：
[1] 孙会浩，杜肖功，袁文光，魏欣，于涛.110kV线路距离保护装置的研制[C].2008中国电力系统保护与控制学术研讨会论文集，2008.
[2] 戚俊丽.微机距离保护新算法的探讨与实现[D].山东大学硕士学位论文，2007.
[3] 张哲，陈德树.微机距离保护算法的分析和研究[J].电力系统及其自动化学报，1992,4(1):71-77.
[4] 段玉倩，贺家李.基于人工神经网络的距离保护[J].中国电机工程学报，1999,19(5):67-70.
[5] 谭其骧.微机保护原理及算法仿真[M].浙江：浙江人民出版社，2006,10.
[6] 洪培孙，李九虎.输电线路距离保护[M].中国水利水电出版社,2008,1.
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